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基于環形感應線圈的車輛檢測器

1.任務要求
1.1 任務要求
[1]

本課程設計的主要任務是設計基于環形感應線圈的車輛檢測器,運用電路設計與制版工 具 PROTEUS 軟件對環形感應線圈車輛檢測器進行硬件電路設計。檢測器的主要工作原理是當 有車輛經過時,環形線圈將感應到電感的變化,經振蕩電路將電感變化轉換為頻率變化信號, 然后經放大、濾波、整形電路將信號轉換成矩形波信號,最后通過 51 單片機得到隨環形電感 變化的頻率值。 通過本次課程設計,達到熟悉環形線圈車輛檢測器的工作原理,了解環形線感應線圈原 理及輸出信號特點,設計出可將環形線感應線圈的電感變化信號轉換為頻率變化信號的振蕩 電路及放大、濾波、整形和檢測電路的目的。 設計內容中涉及到的具體工作包括對環形感應線圈、車輛檢測器的工作原理進行介紹、 包括參數計算和元器件引腳圖在內的各單元電路的設計、總電路圖的繪制及各單元電路的可 行性仿真等。

1.2 原理介紹
環形線圈車輛檢測器的工作原理是:埋設在道路下面的環形線圈電感元件與檢測器內的 電容及附加電路組成電容三點式振蕩電路。車輛通過時對檢測器最直接的作用的是引起整個 回路的總電感變化,其中包括兩個部分,一部分是環形線圈的自感,另一部分是環形線圈與 車輛金屬底盤之間的互感。具體地說是當車輛經過埋有環形線圈的道路上方時,根據電磁感 應原理和楞次定理,車體的金屬底盤產生自成閉合回路的感應渦流,這個渦流又產生了與原 閉合回路中磁場相反的新磁場,導致線圈的總電感量減小,但是,車輛底盤作為金屬導體通 過擁有環形線圈的道路上方時能夠增加線圈周圍空間的導磁率,是環形線圈的電感量又有增 加的趨勢。所以,在車輛通過環形線圈時,對環形線圈電感量同時具有增大和減小的作用。 一輛車,無論它的形狀有多么復雜,當它通過環形線圈時,在底盤中引起渦流是必然的,渦 流對環興地埋線圈的影響也是必然的。所以車輛可以被看成一個具有電感 環路,這個短環路通過互感與環形線圈相耦合。 效電路圖如圖1所示。假設環形線圈的電壓為 流。 和 ,則 , 和 和電阻 的短 分別是環形線圈的電阻和電感,等 分別為車輛回路電

圖1 環形線圈與車輛的等效電路
1

2.總體方案選擇與設計
2.1 背景
2.1.1 車輛檢測系統概述 [ 2 ] 隨著現如今經濟的飛速發展,智能交通已經在我國各大小城市悄然興起,車輛檢測器作 為交通信息采集的一個重要組成部分,越來越受到業內人士的關注。車輛檢測器以機動車輛 為檢測目標,檢測車輛的通過或存在狀況等數據,為智能交通控制系統提供足夠的信息以便 進行最優的控制。現行的車輛檢測器種類較多,主要有線圈式車輛檢測器、微波車輛檢測器、 視頻檢測器等。 2.1.2 傳統車輛檢測系統的不足 [ 3] 相對于現在普遍使用的線圈式車輛檢測系統,傳統的微波車輛檢測器和視頻檢測器存在 較多不足之處。此外的磁頻檢測器和機械壓電檢測器都存在較多不合理的地方。 波頻車輛檢測器多為吊掛式檢測體系,利用微波、超聲波和紅外線等對車輛發射電磁波 經反射前后進行數據檢測的車檢器,其檢測基理是按照特定地區的全部車型假定一個牢固的 車長,經由檢測到投影地區內的車輛的進入與分開過程的時候間來計算車速。其缺點是在車 流擁堵以及車型較多、車輛漫衍不勻稱的路段,測量精度會受到較大的影響。此外,微波檢 測器要求較大的空間和安裝高度,因此不適合在橋梁、立交、高架路段進行檢測,價格也相 對昂貴。 視頻車輛檢測器是由視頻攝像機作傳感器,在視頻范疇內配置檢測區,車輛進入檢測區 時使配景灰度值產生較大變化,從而得知車輛的存在,并以此檢測車輛的流量和速率。其不 足之處在于安置調試艱苦,造價比較高,輕易受惡劣氣候、燈光、暗影等情況的影響,汽車 的動態暗影也會帶來滋擾,特別是晚上誤報率高。 2.1.3 我國車輛檢測系統的發展現狀 [ 4 ] 我國機動車計量檢測事業的發展大致可分為三個階段。第一階段是自上世紀六十年代引 入汽車檢測這一概念開始直到九十年代初我國第一套國家機動車計量檢測標準裝置的建立, 這一跨度達 30 年得時期是我國汽車檢測事業的萌芽、起步階段。第二階段是從九十年代初到 2004 年《道路交通安全法》的實施,這一階段我國車輛檢測事業得到了長足的發展,全國各 地先后建立了各類車輛檢測機制。第三階段由 04 年至今,從前一階段數量上的急劇增長逐漸 實現著質量上的質的提高。但在這些參差不齊的車輛檢測器中,存在的問題依舊很多,像車 檢器的精度、成本等都成為車檢系統發展的礙腳石。出于目前國內的創新體系的羸 弱,車輛檢測器的進一步發展提升仍有較大的空間,而若想進一步發掘這些技術,就得做出 進一步的創新與提高。 2.1.4 研究的意義 [ 5] 隨著檢測事業的發展,線圈車輛檢測系統憑借其高準確率、低成本和高可靠性而被大量 使用。現階段國內生產車輛檢測器的廠家并不多,產品性能也較低,而國外進口的產品價格 高昂,外圍接口也較少,沒有車型分類功能,基于這一現狀,我們試著著手基于環形線圈的 車輛檢測器研究。
2

2.2 總體方案的設計
由設計任務和要求可知, 要完成預定功能, 需要地埋感應線圈、 電容三點式 LC 振蕩電路、 運算放大器、濾波電路、整形電路及單片機系統。如圖 2 所示框圖結構。

圖 2 環形線圈車輛檢測器的系統結構 環形地埋感應線圈是基于電磁感應原理的車輛檢測器的傳感頭部分, 是一個埋在路面下, 通有一定工作電流的環形線圈,一般為 2 米 × 1.5 米。 [ 5 ] 當車輛通過環形地埋線圈或停在環 形地埋線圈上,車輛自身鐵質切割磁通線,引起線圈回路電感量的變化,檢測器通過檢測該 電感變化量就可以檢測出車輛的存在。檢測電感量的變化一般來說有兩種方式,一是利用相 位鎖存器和相位比較器,對相位的變化進行檢測,另一種方式則是利用由環形地埋線圈構成 回路的耦合電路對其振蕩頻率進行檢測。此處將采用第二種檢測方式。 [ 6 ] 電容反饋式振蕩電路包含了放大電路、選頻網絡、反饋網絡和非線性原件晶體管四個部 分,而且放大電路能正常工作。只要電路參數選擇得當,電路就可滿足幅值條件產生正弦波 振蕩。電容反饋式振蕩電路的輸出電壓波形好,但若用改變電容的方法來調節振蕩頻率,則 會影響電路的起振條件,若用改變電容的方法來調節振蕩頻率,則較困難,所以常常用在固 定振蕩頻率的場合。 數據放大器是數據采集、精密測量以及工業自動控制系統中的重要組成部分,其主要要 求是高增益、高輸入阻抗和高共模抑制比。可供選用的數據放大器產品很多,但三運放數據 放大器的各方面特性都相對比較好。但是,由查分比例運算電路的特點出發,電路中的相關 電阻必須采用高精密度電阻,并要精確匹配,否則將影響輸入輸出關系,也會降低電路的共 模抑制比。 根據振蕩電路特性及要求, 20kHz-200kHz 區間的某個頻率要求濾波電路采用帶通濾波器 電路。帶通濾波器電路可簡單理解為低通濾波器與高通濾波器串聯而成。實用電路中常采用 單個集成運放構成壓控電源二階帶通濾波電路。 整形電路可采用反相器整形,也可采用單限比較器如過零比較器整形。此處采用過零比
3

較器對輸入正弦波整形,可得到上升沿和下降沿都比較理想的矩形波信號。過零比較器,顧 名思義,其閾值電壓 U T =0V。其集成運放工作在開環狀態,其輸出電壓為+12V 或者-12V。

圖3

AT89C51 單片機封裝

方案最后對矩形波頻率計數模塊采用了 51 單片機。51 系列單片機具有性價比高、集成 度高、體積小、高可靠性、控制功能強、易于擴展應用等優點。憑借其性能優點,已在工業 自動化方面、儀器儀表方面、家用電器方面、信息與通信產品方面、軍事方面等到廣泛應用。 因此在車輛檢測器中運用 51 單片機對電路輸出矩形波的頻率進行計數是一個很合適的選擇。 圖 3 為 51 系列單片機中 AT89C51 的引腳封裝圖。 [ 7 ]

3 單元電路的設計
3.1 環形感應線圈的工作原理及輸出信號特點
環形感應線圈檢測器的工作原理是由檢測單元同環形線圈與饋線線路組成一個耦合電 路,當電流通過環形線圈時,在其周圍形成一個電磁場。在正常情況下,在機動車輛沒處在 環形地埋線圈所在位置的時候,耦合電路振蕩頻率保持恒定,單片機在單位時間段測得的脈 沖個數基本保持不變,當機動車輛經過環形地埋線圈所在位置時,在金屬車體中感應出渦流 電流,渦流電流又產生與環路相交互但方向相反的電磁場,即互感。由此導致渦合電路振蕩 頻率的變化,使得單片機在單位時間段測得的脈沖個數也相應變化,只要檢測到此變化的信 號,就可檢測出是否有車輛通過。具體來說,車輛通過時將使環路電感值減少,從而使得輸 出信號頻率增加,一般頻率增加值在 160Hz-250Hz 的范圍內。由于機動車自身鐵質是不均勻 的,所以當他經過環形地埋線圈時單片機在單位時間段測得的脈沖個數又是變化的,故在軟 件設計與數據處理方面可采用閾值比較法。
[8]

由電容三點式振蕩電路的特點可知,輸出信號為正弦波,但由于地表環境、溫度、濕度 等的影響及引線的干擾,輸出信號中存在低頻干擾信號及有效正弦波上的毛刺等高頻噪聲,
4

且輸出信號幅值較小,因此在后續電路中需對其進行放大及濾波,同時由于單片機只能對矩 形波進行計數,故還得對正弦波進行整形。

3.2 振蕩電路的設計 [ 9]
如電路總體方案中所述,采用了電容反饋式振蕩電路,亦即電容三點式振蕩電路。設計 電路如圖 4 所示。 振蕩頻率 f 0 =

1 2π L C1C 2 C1 + C 2

圖 4 耦合振蕩電路 圖中為穩定振蕩頻率采取了一些措施。為提高電容反饋式振蕩電路的振蕩頻率,需減少 C1 、

C 2 的電容量和 L 的電感量。實際上,當 C1 、 C 2 減少到一定程度時,晶體管的極間電容和電
路中的雜散電容將影響振蕩頻率。由于極間電容受溫度的影響,雜散電容又難于確定,為了 穩定振蕩頻率,在設計電路時,必須能夠使極間電容和雜散電容對選頻特性的影響忽略不計。 具體的方法是在電感的支路串聯一個小容量電容 C,而且 C ?? C 1 ,C ?? C 2 ,這樣
1 1 1 1 + + ≈ C1 C 2 C C
5

總電容約為 C,因而電路的振蕩頻率 1 2π LC

f0 =

幾乎與 C1 、 C 2 無關,當然,也就幾乎與極間電容和雜散電容無關了。 參數計算: 根據公式 取中心頻率 f 0 =50kHz,由實際應用情況, L 約為 20mH-2000mH 左右,故有
L = 50mH , C 2 ≈ 0.2nF

其它電路元器件參數圍繞中心頻率進行合理調節得出。所采用的晶體管如圖 5 所示。 電路的振蕩頻率在 50kHz 左右,兩個反接的 4.3V 穩壓管使正弦振蕩信號被抑制在-5V 至 +5V 的范圍內,耦合變壓器原副邊匝數比為 1:1, D3 , D4 是一個瞬間抑制二極管用于抑制由 靜電等原因產生的瞬間高壓。

圖 5 晶體管 2N3702 符號與 PCB 引腳 2N3702 參數表如下圖所示。

6

圖 6 晶體管 2N3702 參數表 一路環形地埋線圈對應一個檢測通道,共有四路檢測通道,在設計電路中只畫出了其中 一路,是用電感 L1 代替的。環形地埋線圈如圖 7 所示。

圖 7 環形地埋線圈的表示

3.3 放大電路的設計 [10]
放大電路我采用了三運放數據放大器,如圖 8 所示。 電路中的三個運放都接成比例運算電路的形式,電路包含兩個放大級, A1 、 A2 組成第一級,二者均為同相輸入方式,因而輸入電阻很高。由于電路結構對稱,因此漂移可 以相互抵消。第二級的 A3 為差分輸入方式,將差分輸入轉換為單端輸出。在本電路中,要求 元件參數對稱,即 R22 = R23 , R24 = R25 , R26 = R27 當加上差模輸入電壓 U I 時, A1 與 A2 的輸入電壓 U + 和 U ? 大小相等,極性相反,且 R22 = R23 , 此時可以認為 R21 的中點電位保持不變,即在 R21 /2 處相當于交流接地。 由圖 8 可得

U 01 = (1 +

R22 2R )U + = (1 + 22 )U + R21 / 2 R21

7

圖 8 三運放數據放大器原理圖 同理

U O 2 = (1 +

2 R23 2R )U ? = (1 + 22 )U ? R21 R21



U O1 ? U O 2 = (1 +

2 R22 2R )(U + ? U ? ) = (1 + 22 )U I R21 R21

A3 為差分輸入比例運算電路,已知 R24 = R25 , R26 = R27 ,則

U0 = ?
因此,該數據放大器總的輸入輸出關系為

R26 (U O1 ? U O 2 ) R24

UO = ?

R26 2R (1 + 22 )U I R24 R21

由上式可知,只要改變電阻 R11 ,即可靈活地調節輸出電壓和輸入電壓之間的比例關系。 結合本設計電路電阻值數據可知

8

UO = ?

10k 2 × 2k (1 + )U I = ?6U I 2k 20k

AD8047 引腳塊圖和典型特性分別如圖 9 和圖 11 所示所示。

圖 9 運放 AD8047 引腳簡圖 PROTEUS 軟件中模擬器件 AD8047 的電路符號和 PCB 封裝如圖 10 所示。

圖 10 運放 AD8047 電路符號及引腳封裝
9

Description:Single,250MHz,General purpose,Voltage Feedback Operational Amplifiers Gain 1 Stable(250MHz,750V/us,6V-12V)

圖 11 AD8047 典型特性分析圖 必須指出,由差分比例運算電路的特點出發,電路中 R24 、 R25 、 R26 和 R27 四個電阻必 須采用高精密度電阻,并要精確匹配,否則不僅給輸入輸出關系帶來誤差,而且將降低電路 的共模抑制比。

3.4 濾波電路的設計 [11]
帶通濾波器的作用是允許某一段頻帶范圍內的信號通過,而將此頻帶以外的信號阻斷。 帶通濾波器經常用于抗干擾設備中,以便接收某一頻帶范圍內的有效信號,而消除高頻段和 低頻段的干擾和噪聲。 從原理上講,將一個通帶截止頻率為 f 2 的低通濾波器與一個通帶截止頻率為 f1 的高通濾 波器串聯起來,當滿足條件 f 2 > f1 時,即可構成帶通濾波器。 當輸入信號通過電路時, 低通濾波器將 f > f 2 的高頻信號阻斷, 而高通濾波器將 f < f1 的 低頻信號阻斷,最后,只有頻率范圍在 f 1 < f < f 2 的信號才能通過電路,于是電路成為一個 帶通濾波器,其頻帶寬度等于 f 2 ? f 1 。設計的帶通濾波電路如圖 12 所示。

圖 12 帶通濾波器電路圖及參數
10

設 U P 為同相比例運算電路的輸入,比例系數

Auf =

UO Rf = 1+ UP R31

當 C 31 = C 32 = C , R31 = R , R32 = R 時,電路的傳遞函數 Au ( s ) = Auf ( s ) ? sRC 1 + [3 ? Auf ( s )]sRC + ( sRC ) 2

令中心頻率 f 0 =

1 ,電壓放大倍數 2πRC

Au =

Auf 3 ? Auf

?

1 1+ j 1 f f0 ( ? ) 3 ? Auf f 0 f

當 f = f 0 時,得出通帶放大倍數
Aup = Auf | 3 ? Auf |

由此可得下限截止頻率 f p1 和上限截止頻率 f p 2
f0 [ (3 ? Auf ) 2 + 4 ? (3 ? Auf )] 2

f p1 =

f p2 =

f0 [ (3 ? Auf ) 2 + 4 + (3 ? Auf )] 2

因此,通頻帶
f bw = f p 2 ? f p1 =| 3 ? Auf | f 0

電路的幅頻特性如圖 13 所示。

11

圖 13 壓控電壓源二階帶通濾波電路幅頻特性 參數簡單計算:
f0 = f p1 ? f p 2

由設計方案知 f 0 = 50kHz ,取 f p1 = 45k , f p 2 = 55.6k ,可得 RC 的乘積值及其它有關參數, 經考慮,取
R = 31.6 K? , C = 0.1nF

由此,其它阻值亦可確定,得到的參數值如圖 15 所描述。 下圖濾波器中用到的運放 AD8001 的引腳圖。

圖 14 AD8001 引腳簡圖 Description:800MHz,50mW Current Feedback Amplifier

3.5 整形電路的設計 [11]
依據總設計方案,整形電路核心是利用過零比較器。處于開環工作狀態的集成運放是一 種最簡單的過零比較器,此時,集成運放工作在非線性區,因此,當 U I < 0 時,U O = +U OPP ; 當 U I > 0 時, U O = ?U OPP 。其中 U OPP 是集成運放的最大輸出電壓。

12

圖 15 整形電路 設計的整形電路如圖 15 所示。 整形電路中使用的 AD811 芯片的典型應用接法如圖 16 所示接法。

圖 16 AD811 典型應用接法 Description:High Performance Vedio Operational Amplifier

3.6 檢測電路的設計 [ 4 ]
檢測電路主要實現的是對前續電路輸出的矩形波信號進行計數以便后續處理及應用。 對矩形波信號進行計數可以采用兩種方式, 一種是利用 D 觸發器和 JK 觸發器以及簡單門 電路組成的計數器進行計數,二是利用單片機的定時及計數功能對矩形波信號進行計數。在 這里,我將采用第二種方法。檢測電路圖如圖 17 所示。 由圖觀察可知,其主要由四部分構成,單片機是核心,輔之以晶振和復位電路,單片機 對輸入信號進行計數得出頻率值再借助于四位八段數碼管顯示出來。

13

圖 17 檢測電路 PROTEUS 圖

3.7 各單元電路的仿真
3.7.1 對振蕩電路的輸出進行測試,其波形如下圖所示。

圖 18 電容反饋式振蕩電路輸出波形及參數 示波器中一格代表 5uS,波形一個周期為 4 格,即 20uS,轉換為頻率為 50kHz,符合預 期結果,從而驗證了設計電路的正確性。 運用 PRETEUS 對放大電路進行模擬與仿真,結果如圖 19 所示。 由圖可讀出輸入輸出數據,由此可得其放大倍數。輸入接的 Channel A,輸出接的 Channel B。 輸入峰峰值大小為 0.5V/格 × 4 格=2V,輸出峰峰值大小為 1V/格 × 12 格=12V,因此放大倍數

14

U O 12V = =6 UI 2V
與理論計算結果相符合,也證明了電路設計的正確性。

圖 19 三運放數據放大器電路仿真結果 3.7.2 對設計的濾波器的效果進行仿真其結果如下列圖形結果所示 輸入為設計示波器的中心頻率 50kHz 時的輸出波形:

圖 20 輸入為中心頻率 50kHz 時的輸入輸出波形
15

由上圖可以看出,中心頻率輸入時傳遞性良好,輸出頻率也基本上為 50kHz。由于濾波 電路設計有一定大放大倍數,輸出信號被放大。

Auf =

UO Rf 56.2k = 1+ = 1+ = 2.8 UP R31 31.6k

實際上由于電容的阻抗效應及同相和反向端的阻抗不能很好地得到匹配,實際放大倍數 值比理論值偏小。如圖中所示,實際放大倍數約為 1.5 倍。但這并不影響其濾波功能。 高頻信號輸入濾波器時的傳遞特性:

圖 21 高頻信號輸入時示波器輸入輸出波形 從上圖可看出對電路輸入較高頻率信號如 200kHz 信號時,輸出得到較明顯的衰減。輸入 約為輸入的 0.5 倍。 對高頻信號起主要作用的是電容 C 32 和電阻 R31 ,它們組成了一個低通濾波 部分。 低頻信號輸入時濾波器傳遞特性: 低頻信號輸入時濾波器的作用效果如圖 22 所示。由圖可看出,雖輸入信號約為 20kHz, 較 50kHz 接近,但電路仍對其有較好的濾波效果,而對其起主要抑制作用的是電容 C 31 和電阻 R32 ,它們組成了一個高通濾波部分。由圖讀取數據可知,輸出信號越為輸入信號的 0.35 倍, 抑制作用明顯。

16

圖 22 低頻信號輸入時濾波器作用效果 輸入 35kHz 頻率濾波效果如圖 23 所示:

圖 23 中間偏低頻率濾波效果 輸入 120kHz 時濾波器濾波效果如圖 24 所示:

17

圖 24 120kHz 濾波效果 3.7.3 整形電路整形效果仿真 如圖 25 所示,經整形電路后,黃色輸入正弦信號 A 已被整形為方波信號 B,效果較理想。

圖 25 整形電路仿真 3.7.4 檢測電路測試 四位八段數碼管顯示情況如下圖。

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圖 26 數碼管測試結果

中心頻率為 50k,計數時間為 10mS,可得理論值為 500,實際值與理論值相近,誤差值較小。

4 總體電路原理圖
4.1 元器件清單

上表由 PROTEUS 生成元器件表導出到 EXCEL 生成

4.2 總體電路設計
對各單元電路進行整合,得到的總電路圖如下圖所示。
19

圖 24 總電路圖 需要說明的是,在對各單元電路進行整合的過程中,需考慮各單元合理的先后順序、單 元之間的阻抗匹配以及合理的布線。電路連接過程中,振蕩電路在前,接著依次接濾波電路、 放大電路、整形電路和檢測電路。阻抗匹配亦是一個很重要的問題,需考慮前幾輸出阻抗和 后級輸入阻抗的匹配。布線上則因在滿足要求的前提下盡量美觀、簡潔。

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6 參考文獻
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該方法基于電磁感應原理,通 過測量振蕩電路的頻率信號判斷車輛通過的基本信息。本設計中的多路環形線圈車輛檢測器硬件基 于ATmegal28單片機內部計數器與外部計數器協同...

環形線圈車輛檢測器.txt

環形線圈車輛檢測器 - ? 環形線圈車輛檢測技術,在車輛檢測領域被公認為是一項成熟技術,在目前主流的線圈車輛檢測技術中,一般都是采用環形線圈作為傳感器,經隔離變壓器...

基于DSP的感應線圈車輛檢測器的設計_圖文.pdf

基于DSP的感應線圈車輛檢測器的設計 - 第2 1卷第 6期 2oo 8年1 1

環形線圈車輛檢測器的改進設計[1]_圖文.pdf

環形線圈車輛檢測器的改進設計[1] - 20cr7年第4期 工業儀表與自動化裝置 ?59? 環形線圈車輛檢測器的改進設計 孔德強,曲仕茹 (西北工業大學自動化學院,陜西西安...

基于地感線圈的車輛檢測.doc

本文著重研究了智能交通系統中的道路交通檢測系統, 設計了基于環形線圈的車 輛...第二章感應線圈的交通檢測分析 2.1. 車輛檢測器的埋地方法車輛檢測器的埋地...

基于環形線圈的車輛檢測器設計_論文.pdf

基于環形線圈的車輛檢測器設計 - 隨著智能交通的發展,交通流量等道路交通參數的實

基于單片機車輛檢測器的設計答辯稿_圖文.ppt

環形感應線圈檢測器又稱為地感,多為埋設式檢 測系統一種基于電磁感應原理車輛檢測器。它的 傳感器是一個埋在路面下的通有一定工作電流的 環形線圈,當車輛通過...

車輛檢測器原理與單片機.doc

車輛檢測器原理與單片機 - 基于 MSP430 行駛車輛檢測器的設計 作者: 時間:2009-04-17 來源: 利用環形線圈、MSP430F1121A 單片機與輸出接口,組成低功耗行駛車輛...

2015車輛檢測器技術-0102_圖文.ppt

檢測器; 基于電磁感應原理 11 1、基本原理環形線圈感應檢測器(以下簡稱線圈檢測器)自應 用以來,在世界各地的城市交通控制系統中,一直是首選的 車流量信息檢測...

停車場車輛檢測器和地感線圈的原理.doc

原理 1、工作原理 地感線圈車輛檢測器, 是一種基于電磁感應原理的車輛檢測器。它通常在同 一車道的道路路基下埋設環形線圈,通以一定工作電流,作為傳感器。當...

基于地感線圈的車輛檢測.pdf

基于地感線圈的車輛檢測 - 簡紹車輛的車速、車流量原理 以89C51為芯片繪制電路原理圖... 研究了智能交通系統中的道路交通檢測系統,設計了基于環形線圈 的車輛檢測器...

環形線圈檢測技術_圖文.ppt

基于環形線圈的交通量獲取技術 4. 環形線圈的優缺點 2.1 環形線圈感應檢測技術環形線圈感應檢測技術是運用環形線圈作為檢測傳感器 來檢測車輛通過或存在于檢測...

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